1.1 现代通信与信息社会
通信：communication，信息交流；Telecommunication，电信号的处理和传输 信息社会，信息网，通信网
1.2 通信系统的组成
通信系统：通信中所需要的一切技术设备和传输媒质构成的总体。 数字通信的缺点：
占据系统频带宽，因此数字通信的频带利用率不高。 对同步要求高，因而系统设备比较复杂。
不过，随着光纤等的采用和超大规模集成电路的发展，数字通信的这些缺点已经弱化。数字通信将占主导地位。
1.3.3按传输媒质分类
按传输媒质分，通信系统可分为有线通信系统和无线通信系统两大类。
有线通信：是用导线（如架空明线、同轴电缆、 光导纤维、波导等）作为传输媒质完成通信的，如市内电话、 有线电视、海底电缆通信等。
无线通信：是依靠电磁波在空间传播达到传递消息的目的的，如短波电离层传播、微波视距传播、卫星中继等。
1.3.4 按信号复用方式分类
传输多路信号有三种复用方式，即频分复用、时分复用和码分复用。 频分复用: 用频谱搬移的方法使不同信号占据不同的频率范围； 时分复用: 用脉冲调制的方法使不同信号占据不同的时间区间； 码分复用: 用正交的脉冲序列分别携带不同信号；
说明：传统的模拟通信中都采用频分复用，随着数字通信的发展，时分复用通信系统的应用愈来愈广泛，码分复用主要用于空间通信的扩频通信中。
1.3.5 按通信方式分类
对于点到点之间的通信，按消息传送的方向与时间的关系，通信方式可分为:
单工通信 :指消息只能单方向传输的工作 方式。例如遥控、遥测、广播、电视等。
半双工通信 :指通信双方都能收发消息，但不能同时进行收发的工作方式。 例如使用同一载频工作的无线电对讲机。
全双工通信:全双工通信是指通信双方可同时进行收发消息的工作方式。例如电话。
数字通信中，按照数字信号码元排列方法不同，通信方式可分为:
串行传输 :是指数字信号码元序列按时间顺序一个接一个地在信道中传输。远距离数字通信大多采用串行传输方式。
并行传输 :是指将数字信号码元序列分割成两路或两路以上的数字信号码元序列同时在信道中传输。近距离数字通信可采用并行传输方式。
1.4 通信技术发展概况
通信的发展目标---个人通信
目标是实现：个人通信系统 (PCN)
个人通信(PC)：任何人在任何时间与任何地点以任何形式的通信 “任何时间” 要求支持运动中通信: 无线通信是前提 “任何人” 要求支持巨大用户量: 频谱资源有限 “任何地点” 要求无缝覆盖: 传输能力有限 “任何形式” 要求多媒体: 处理能力有限
1.5 通信系统的性能度量
通信系统的主要性能指标是有效性和可靠性。
有效性: 指在给定信道内所传输的信息内容的多少，或者说是传输的“速度”。 可靠性: 指接收信息的准确程度，也就是传输的“质量”。
1.5.1模拟通信系统
有效性:用有效传输频带来度量。
可靠性:用接收端最终输出信噪比来度量。
说明：不同调制方式在同样信道信噪比下所得到的最终解调后的信噪比是不同的。 如调频信号抗干扰能力比调幅好，但调频信号所需传输频带却宽于调幅。
1.5.2 数字通信系统
有效性可用传输速率来衡量。
– 码元传输速率
– 信息码元传输速率
可靠性可用差错率来衡量。
– 误码率（码元差错率） – 误信率（信息差错率）
1.传输速率
码元传输速率RB：简称传码率，又称符号速率。
表示：单位时间内传输码元的数目，单位是波特（Baud），记为B。 例如: 若1秒内传2400个码元，则传码率为2400B。
数字信号有多进制和二进制之分，但码元速率与进制数无关，只与传输的码元长度T有关: M进制码元速率RBM与二进制码元速率RB2的关系：
RB2=RBMlog2 M (B) 信息传输速率Rb
简称传信率，又称比特率。
表示：单位时间内传递的平均信息量或比特数；单位：比特/秒，可记为bit/s 、 b/s 或bps。 码元速率和信息速率的关系：Rb=RB²H (b/s) 说明：H为信源中每个符号所含的平均信息量（熵）。等概传输时，有最大熵log2M，Rb=RB log2 M (b/s)，频带利用率η
意义：比较不同通信系统的有效性时，单看它们的传输速率是不够的，还应看在这样的传输速率下所占的信道的频带宽度。
2.差错率
衡量数字通信系统可靠性的指标是差错率， 常用误码率和误信率表示。 误码率（码元差错率）Pe：指码元在传输系统中被传错的概率，即
误信率（信息差错率）Pb：指发生差错的比特数在传输总比特数中所占的比例，
第3章 模拟线性调制系统
调制的目的：将消息变换为便于传输的形式。也就是说，变换为某种形式使信道 容量达到最大，而且传输更可靠和效；提高性能，特别是提高抗干性；有效的利用频带。 调制的概念：就是将基带信号进行各种变换后再传输的过程。其中包括调制映射，傅立叶变换(OFDM)，频率搬移等等。
AM小结
优点：结构简单，实现容易。 缺点：
– 功率效率非常低，最大为1/3
– 频谱效率也不高，为信号最高频率的2 倍。 应用：中短波段AM广播。
DSB小结 优点：
功率利用率较高（与AM相比）。 缺点：
解调复杂。DSB信号不能采用简单的包络检波来恢复调制信号，需采用相干解调。 节省了载波功率，但频带与AM信号同，是调制信号带宽的2倍。 应用：
FM立体声中的差信号调制，彩色TV系统中的色差信号调制，以及正交调制等。
说明：
只要残留边带滤波器的截止特性在载频处具有互补对称特性，则采用同步解调法解调残留边带信号就能准确地恢复所需的基带信号。
残留边带滤波器的截止特性具有很大的选择自由度。但有选择自由度并不意外着对¡°陡峭程度¡±就没有制约了。残留边带信号的带宽与滤波器的实现之间存在着矛盾，在实际中，需要恰当处理。
3.5.6 思考
为什么双边带调制相干解调的信噪比增益比单边带调制的高？
双边带信号DSB调制器的信噪比改善了一倍，原因是相干解调把噪声中的正交分量抑制掉，从而使噪声功率减半的缘故 。
双边带调制相干解调的信噪比增益比单边带调制的高是否说明双边带调制的抗噪声性能比单边带调制的更好？
不能。只是双边带信号所需的传输带宽是单边带的２倍。实际上，双边带和单边的抗噪性能是相同的。
第4章 模拟角度调制系统
什么是角调制
角调制是载波相角随调制信号做变化的过程，由于调制过程并非基带信号频谱的简单平移或线性变换，故称为非线性调制。
第 5 章 模拟信号的数字传输
模拟信号转化为数字信号又称为A/D变换传输到接收端在转换为模拟信号称为D/A变换。
5.1 脉冲编码调制(PCM)基本原理
脉冲编码调制(PCM)：用一组二进制代码来代替连续信号的抽样值的通信方式（将模拟信号的抽样量化值变换成代码）。
抽样：按抽样定理把时间上连续的模拟信号转换成时间上离散的抽样信号。
量化：把幅度上仍连续的抽样信号进行幅度离散，即指定M个规定的电平，把抽样值用最接近的电平表示。
编码：用二进制码组表示量化后的M个样值脉冲。
编码器送出来的是串行二进制码，是典型的数字信号，经变换调制后（基带或频带传输）在信道上传输，接收端再还原为二进制代码。
5.2 抽样定理
理想低通信号的抽样定理
定理：一个频带限制在(0，fH)内的连续信号x(t),如果抽样频率fS大于或等于2fH,则可以由抽样序列{x(nTS)}无失真地重建恢复原始信号x(t)。
意义：若要传输模拟信号，不一定要传输模拟信号本身,可以只传输按抽样定理得到的抽样值。因此，抽样定理为模拟信号的数字传输奠定了理论基础。 由于δT(t)是周期性函数，其频谱δT(ω) 必然是离散的： δT(ω)= δ(ω-nωs), ωs=2πfs= 2π/Ts
5.2.3 带通抽样定理
思考：对于带通型信号，如果按fs≥2fH抽样，虽然能满足频谱不混叠的要求。但这样选择fs太高了，它会使0~fL一大段频谱空隙得不到利用，降低了信道的利用率。为了提高信道利用率，同时又使抽样后的信号频谱不混叠，那么fs到底怎样选择呢？
高频窄带信号，fH大而B小，fL当然也大。因此带通信号通常可按2B速率抽样。 当 fS > 2B(1+M/N) 时 可能出现频谱混叠现象（这一点是与低频现象不同的） 带通抽样定理在频分多路信号的编码以及语音信号的子带编码器中有很重要的应用
定义：抽样后的脉冲幅度（顶部）随被抽样信号变化，或者说保持了抽样信号的变化规律。 定义：抽样后信号中的脉冲均具有相同的形状－顶部平坦的矩形脉冲。
在实际应用中，恢复信号的低通滤波器也不可能是理想的，因此考虑到实际滤波器可能实现的特性，抽样速率fs要比2fH选的大一些，一般fs=（2.5~3）fH。例如语音信号频率一般为 300~3400 Hz，抽样速率fs一般取8000 Hz。
以上按自然抽样和平顶抽样均能构成PAM通信系统，也就是说可以在信道中直接传输抽样后的信号，但由于它们抗干扰能力差，目前很少实用。它已被性能良好的脉冲编码调制(PCM)所取代。 量化信噪比随量化电平数M的增加而提高。
均匀量化器广泛应用于线性A/D变换接口，例如在计算机的A/D变换中，常用的有 8位、12位、 16位等不同精度。在遥测遥控系统、仪表、图像信号的数字化接口等中，也都使用均匀量化器。 在语音信号数字化中，均匀量化有一个明显的不足：量化信噪比随信号电平的减小而下降。
5.5.2 非均匀量化 定义：非均匀量化是一种在整个动态范围内量化间隔不相等的量化。信号幅度越小，量化间隔Δv也小；反之亦反。 优点：
– 首先，当输入信号具有非均匀分布的概率密度(实际中常常是这样)时，非均匀量化器的输出端可以得到较高的平均信噪比；
– 其次，量化噪声功率的均方根值基本上与信号抽样值成比例。因此量化噪声对大、小信号的影响大致相同，即改善了小信号时的量化信噪比。 压缩特性的近似实现
早期的A律和μ律压扩特性是用非线性模拟电路实现的。 电路实现这样的函数规律是相当复杂的，因而精度和稳定度都受到限制。随着数字电路特别是大规模集成电路的发展，另一种压扩技术——数字压扩，日益获得广泛的应用。它是利用数字电路形成许多折线来逼近对数压扩特性。
• 在实际中常采用的方法
（1）13折线近似A律压缩特性 （2）15折线近似μ律压缩特性
我国的PCM30/32 路基群也采用A律13折线压缩特性。CCITT建议G.711规定在国际间数字系统相互连接时，要以A律为标准。 因此这里重点介绍A律13折线。 13折线来历
• 其中第1，2段斜率相同(均为16)，因此可视为一条直线段，故实际上只有7根斜率不同的折线。 • 对于双极性语音信号，在第三象限也有对称的一组折线，也是7根，但其中靠近零点的1、2段斜
率也都等于16，与正方向的第1、2段斜率相同，又可以合并为一根，
• 因此，正、负双向共有2³(8-1)-1=13 折，故称其为13折线。
5.5 PCM编码原理
将模拟信号的经过抽样、量化变换为数字信号，然后再变换成代码传输，这种方式称为脉冲编码调制(PCM)。
5.5.2 PCM编码规则
码位数：码位数决定了量化分层的数量。在信号变化范围一定时，用的码位数越多，量化分层越细，量化误差就越小，通信质量当然就更好。但码位数越多，设备越复杂，同时还会使总的传码率增加，传输带宽加大。
在A律13折线PCM 编码中，采用8位二进制码，对应有M=28=256个量化级。这需要将13折线中的每个折线段再均匀划分16个量化级，由于每个段落长度不均匀，因此正或负输入的8个段落被划分成8³16=128个不均匀的量化级。
特点：
段内的16个量化级均匀划分，段落长度不等，属于非均匀的量化级。小信号时，段落短，量化间隔小。大信号时，段落长，量化间隔大。 第一、 二段最短，只有归一化的1/128，再将它等分16小段，每一小段长度为最小的量化级间隔Δ ，它是输入信号归一化值的1/2048，代表一个量化单位。
第八段最长，它是归一化值的1/2，将它等分16小段后，每一小段归一化长度为 1/32 ， 包含64个最小量化间隔，记为64Δ。
5.5.3 PCM的译码
译码的作用：把收到的PCM信号还原成相应的PAM样值信号，即进行D/A变换。 •7/12变换关系
在译码器中都有一个加Δi/2电路（在有效码后加1），等效于将量化电平移到量化间隔的中间，因此其最大量化误差一定不会超过Δi/2。
如上例中，Is位于第8段的序号为3的量化级，7位幅度码1110011对应的分层电平为1216Δ，则译码输出为1216+Δi/2=1216+64/2=1248Δ，量化误差为1260-1248=12Δ＜64Δ/2 ，不是44Δ。即量化误差小于量化间隔的一半。
第 6 章 自适应差分脉码调制
6.1 概述 PCM的缺点
虽然PCM编码已得到了广泛应用，但PCM信号占用频带要比模拟通信系统中的一个标准话路带宽（3.1kHz）宽的多，这样对于大容量的长途传输系统，尤其是卫星通信，采用PCM的经济性很难与模拟通信相比。
语音压缩编码技术：以较低的速率获得高质量编码，一直是语音编码追求的目标。通常，人们把话路速率低于64kb/s的语音编码方法，称为语音压缩编码技术。
自适应差分脉冲编码调制ADPCM是语音压缩中复杂度较低的一种编码方法，可在32kb/s的速率上达到64kb/s的PCM数字电话质量，已成为长途传输中一种新型的国际通用的语音编码方法。 对相邻样值的差值而不是样值本身进行编码。可以在量化台阶不变的情况下（即量化噪声不变），编码位数显著减少，信号带宽大大压缩。这种利用差值的PCM编码称为差分PCM（DPCM）。 基本思想
利用相邻抽样值之间的相关性。具体的方法是用前面若干时刻传输的抽样值来预测当前要传输的样值，然后对预测的误差而不是样值本身进行编码、传输。在接收端再用接收的预测误差来修正当
前的预测值。
6.2 DPCM的基本原理
对相邻样值的差值而不是样值本身进行编码。可以在量化台阶不变的情况下（即量化噪声不变），编码位数显著减少，信号带宽大大压缩。这种利用差值的PCM编码称为差分PCM（DPCM）。
基本思想：利用相邻抽样值之间的相关性。具体的方法是用前面若干时刻传输的抽样值来预测当前要传输的样值，然后对预测的误差而不是样值本身进行编码、传输。在接收端再用接收的预测误差来修正当前的预测值。
说明
总的量化信噪比(S/N)q：把差值序列作为信号时量化器的量化信噪比，与PCM系统考虑量化误差时所得信噪比相当。
Gp：为DPCM系统相对于PCM系统而言的信噪比增益，称为预测增益。如果能够选择合理的预测规律，差值功率E［e2n］就能远小于信号功率E［x2n］，Gp就会大于1，该系统就能获得增益。对DPCM系统的研究就是围绕着如何使Gp和(S/N)q 这两个参数取最大值而逐步完善起来的。通常Gp约为6-11 dB。
Note：DPCM系统总的量化信噪比远大于量化器的信噪比。因此, 要求DPCM系统达到与PCM系统相同的信噪比，则可降低对量化器信噪比的要求，即可减小量化级数，从而减少码位数，降低比特率。
6.3 自适应预测
定义：预测器系数随信号的统计特性而自适应调整，提高了预测信号的精度， 从而得到高预测增益。预测的基本的方法是线性预测。
如果能够选择合理的预测规律，就能获得增益。对DPCM系统的研究就是围绕着如何使Gp和(S/N)q 这两个参数取最大值而逐步完善起来的。
自适应预测的常见方法有：前向自适应预测、后向序贯自适应预测、梯度符号算法等。
6.4 自适应量化
在DPCM基础上，用自适应量化取代固定量化，用自适应预测取代固定预测发展了ADPCM。在维持相同的话音质量下，ADPCM允许用32kb/s比特率编码，是标准64kb/s的PCM的一半，在长途传输系统中，有远大的前景。
第7章 增量调制
增量调制简称ΔM,它是继PCM后出现的又一种模拟信号数字化方法。
增量调制获得应用的主要原因:在比待率较低时,增量调制的量化信噪比高于PCM;增量调制的抗误码性能好。能工作于误比待率为的信道,而PCM则要求误比特率为；增量调制的编译码器比PCM简单。
7.1 简单增量调制原理
定义:用相邻样值的相对大小（增量）同样能反映信号的变化规律,将增量编码传输的方式称为ΔM。 基本思想:用一个阶梯波去逼近一个模拟信号
作用:对差值e(t)的极性进行识别和判决，以便在抽样时刻输出数码（增量码）c(t)，即如果在给定抽样时刻ti上有 e(ti)=m(ti)-m1(ti)<0，则判决器输出“1”码；如有 e(ti)=m(ti)-m1(ti)>0 ，则输出“0”码。
与DPCM的关系
由于ΔM前后两个样值的差值的量化编码, 所以ΔM实际上是最简单的一种DPCM方案，预测值仅用前一个样值来代替， 即当DPCM系统的预测器是一个延迟单元。量化电平取为2时，该DPCM系统就是一个简单ΔM系统。
增量调制的过载特性：当信号频率过高时,本地译码信号会出现跟不上信号变化的现象,称为“过载” 。
最大跟踪斜率：在给定量化间隔(也称量阶)Δ的情况下, Ts为抽样周期，Δ／Ts称为临界过载情况下最大跟踪斜率。
简单ΔM的信噪比与成三次方关系。即抽样频率每提高一倍,量化信噪比提高9dB。通常记作9dB／倍频程。因此,一般ΔM的抽样频率至少在16kHz以上才能使量化信噪比达到15dB以上。32kHz时,量化信噪比约为26dB,只能满足一般通信质量的要求。 量化信噪比与信号频率的平方成反比。即信号每提高一倍频率,量化信噪比下降6dB。记作-6dB／倍频程。因此简单ΔM时语音高频段的量化信噪比下降。
7.2 数字压扩自适应增量调制
简单增量调制的缺点：简单增量调制量化噪声功率是不变的, 因而在信号功率S下降时,量化信
噪比也随之下降,如式 与简单ΔM比较：差别在于增加了连“1”连“0”数字检测电路和音节平滑电路,脉冲幅度调制器代替了固定幅度的脉冲发生器。数字压扩ΔM与简单ΔM相比,编码器能正常工作的动态范围有很大的改进。
数字压扩自适应增量调制就是为了克服简单增量调制上述缺点的一种方案。
增量总和调制(Δ-∑调制)是针对简单ΔM的过载电压幅度随信号频率提高而下降这一缺点而提出的又一调制方式。
7.3 增量总和调制
将输入信号先进行积分,使信号高频分量幅度下降,然后再进行ΔM调制。在接收端必然要进行一次微分,以补偿发端积分后引起的频率失真。若积分器与微分器是互补的,则接收端积分器与微分器均可省去,使电路得到简化。最大量化信噪比与信号频率无关。 应用：由于实际语音的高频分量较小,一般电话机内都有项加重网络,加强高频分量以提高清晰度,因此电话机输出语音频谱具有较平坦的特性,而Δ-∑调制的频率响应能较好地与电话机输出频谱相匹配。
PCM与△M的性能比较
1. PCM系统（N>4）的量化信噪比高于ΔM系统
2. ΔM系统的误码信噪比(即抗信道噪声能力)高于PCM系统； 3. 当Pe<10－6时，可忽略PCM系统的误码噪声； 4. 当Pe>10－6时，可忽略ΔM系统的误码噪声；
5. 应用：PCM常用在光纤通信、微波通信等信道噪声较小的通信系统中，ΔM则用于卫星通信、军对专用通信网等信道噪声比较大的通信系统中。
第9章 数字信号的基带传输
基带传输的研究意义：基带传输不如频带传输应用广泛但对基带传输的研究仍有意义，因为： 频带传输里也同样存在基带传输问题，即，基带传输中包含频带传输的基本问题。 线性调制的频带传输系统可等效为基带传输系统。
基带传输方式在迅速发展。目前，它不仅用于低速数据传输，而且还用于高速数据传输。
9.1 数字基带信号的码型
码型：数字信号的电脉冲结构称为码型。
码型变换：数字信息的电脉冲表示过程中传输代码之间的变换称为码型变换。 码型变换的选择：与传输信道相匹配。有利于提取同步时钟。提高抗误码能力。
数字基带信号码型的分类
根据码型所包含的电平幅度取值区分： 二元码：
NRZ RZ 差分码 数字分相码 CMI码 5B6B码 三元码
信号交替反转码 HDBn码 HDB3码 多元码
M进制码 2B1Q码 ISDN所应用的144kbps
9.1.2二元
单极性非归零码
— Not Return Zero code在整个码元期间电平保持不变. — 零电平和正电平分别对应着二进制代码0和1. 双极性非归零码
_正电平和负电平分别表示“1”和“0”。 _整个码元期间电平保持不变。 Note：这种码型中不存在零电平。 单极性归零码
—零电平和正电平分别对应着二 进制代码0和1.
—发送“l”时在整个码元期间高电平只持续一段时间,的其余时间内则返回到零电平。
三者的特点
具有丰富的低频分量和直流分量。不能用于采用交 流耦合的信道传输。 如果出现长“1”或“0”序列，没有跳变，不利于接收端时钟信号的提取。 不具有检测错误的能力，相邻码之间不存在相关制约的关系
差分码 编码规则:“1”与“0”分别用电平跳变或者不变表示。电平变表示1，不变表示0，也可以反过来。
特点:差分码称为相对码,用差分波形传送代码可以消除设备初始状态的影响，在相位调制系统中用于解决载波相位模糊问题。
数字双相码 表示:用一个周期的正负对称方波表示“0”，而用其反相波形表示“1”。 一种编码规则: “0”码用“01”两位码表示， “1”码用“10 ”两位码表示，例如： 代码：1 1 0 0 1 0 1 双相码： 10 10 01 01 10 01 10
特点：因为双相码在每个码元周期的中心点都存在电平跳变，所以富含位定时信息。
因为这种码的正、负电平各半，所以无直流分量, 编码过程也简单。带宽比原信码大1倍。 传号反转码 编码规则：“1”码交替用“11”和“00”两位码表示； “0”码固定地用“01”表示，如1 1 0 0 1 0 1。
特点:(1).有较多的电平跃变，因此含有丰富的定时信息。(2).可用来宏观检错。由于10为禁用码组，不会出现3个以上的连码。(3). CMI码易于实现，是CCITT推荐的PCM高次群采用的接口码型，在速率低于8.448 Mb/s的光纤传输系统中有时也用作线路传输码型。
5B6B码 编码规则：将5位二元输入码编成6位二元 输出码。
特点：定时提取容易，低频分量小，迅速同步。5位输入码编成6位输出码存在冗余。 在变换时尽可能让“1”“0”元等概出现。应用在高速数字光纤系统中。
三元码的特点：信号码流中具有三种电平：＋A，0，－A。实现时并非输入码和输出码电平一一对应，三种电平实际上代替了两种输入码元，因此将这种三元码称为伪三元码或者准三元码。
传号交替反转码 编码规则:将二进制消息代码“1”(传号)交替地变换为传输码的“+1”和“-1”，而“0” (空号)保持不变。例如： 消息代码：
1 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 1 1 „ AMI码：
+1 0 0 –1 +1 0 0 0 0 0 0 0 -1 +1 0 0 -1 +1„
优点：
1. 由于+1与-1 交替，不含直流成分，高、低频分量少，能量集中在频率为1/2码速处。 2. 位定时频率分量虽然为0，但只要将基带信号经全波整流便可提取位定时信号。 3. 编译码电路简单，便于利用传号极性交替规律观察误码情况。
缺点：
当原信码出现连“0”串时，信号的电平长时间不跳变，造成提取定时信号的困难。解决连“0”码问题的有效方法之一是采用HDB3码。
HDBn HDBn码是n阶高密度双极性码的缩写。
编码规则：信息“1”交替地变换为＋1与－1的半占空归零码。而连“0”个数被限制为小于或等于n。一旦出现n+1个“0”时，就用固定码组取代。
特点:当信息码组中出现n+1个0时，就用特定的取代节代替。为了在接收端识别取代节，需要人为地在取代节中设置“破坏点”，在这些破坏点处传号极性交替规律受到破坏。 两种取代节：B0„0v和00„0V。B表示符合极性交替规律的传号，而V表示破坏极性规律的传号，V就是破坏点。破坏点的选取规则是任意两个相邻V脉冲间的B脉冲数为奇数，这样其脉冲极性也满足交替规律。
HDB3码介绍:在HDBn码中运用最为广泛的是3阶高密度双极性码，即HDB3码。在CCITT建议中PCM一次群，二次群，三次群都采用HDB3码。
编码规则:（1）当信码的连“0”个数不超过3时，仍按AMI码的规则编，即传号极性交替； （2）当连“0”个数超过3时，将第4个“0”改为非“0”脉冲，记为+V或-V，称之为破坏脉冲。相邻V码的极性必须交替出现，确保编好的码中无直流；
（3）为了便于识别，V码的极性应与其前一个非“0”脉冲的极性相同，否则，将四连“0”的第一个“0”更改为与该破坏脉冲相同极性的脉冲，并记为+B或-B； (4） 破坏脉冲之后的传号码极性也要交替。 例如：
代码：1000 0 1000 0 1 1 000 0 l 1 AMI：-1000 0 +1000 0 -1 +1 000 0 -1 +1 HDB3:-1000 -V +1000 +V -1 +1 -B00 -V +1 -1
其中的±V脉冲和±B脉冲与±1脉冲波形相同，用V或B符号的目的是为了示意是将原信码的“0”变换成“1”码。
译码：虽然HDB3码的编码规则比较复杂，但译码却比较简单。
(1)找破坏点：一个破坏符号V总是与前一非0符号同极性(包括B在内)。从收到的符号序列中可以容易地找到破坏点V；
(2)将V符号及其前面的3个符号变成连0符号，从而恢复4个连0码； (3)将所有-1变成+1后便得到原消息代码。
特点：HDB3码保持了AMI码的优点外，同时还将连“0”码限制在3个以内，故有利于位定时信号的提取。HDB3码是应用最为广泛的码型，A律PCM四次群以下的接口码型均为HDB3码。
编码效率
1B1T码 编码效率：＝1/log23=63.09% 4B3T码 将4位二元码变换为3位三元码。 编码效率：
9.1.4 多元码
为了提高频带利用率，可以采用信号幅度具有更多取值的数字基带信号，即为多元码。
对于n位二进制信号来说，可以利用M=2n次方 来传输，所需要的信道频带可降为1/n，频谱利用率提高了 n倍。
在ISDN中，传送144Kb/S时，采用的码型为四元码，即2B1Q。
9.2 数字基带信号的功率谱
数字基带信号一般是随机信号。因此不能用确定信号的频谱计算方式。随机信号的频谱特性要用功率谱密度来描述。
分析数字基带随机信号功率谱的目的:根据功率谱的特点设计传输信道以及合理的传输方式;是否含有定时信号，作为同步的基础。
9.3 波形传输的无失真条件— 奈奎斯特准则
数字信号在传输过程中会产生两种畸变:1.叠加噪声的干扰 2.传输波形失真
奈奎斯特准则：讨论的就是数字序列在无噪声信道上传输时的无失真条件。 信道H(s) ：不考虑噪声和非线性响应，并且把收发滤波器和信道综合成H(s) 。
一 理想低通滤波响应
采用理想低通传送二进制的基带数字信号，可以在 1 Hz 的频带内传送2b/s的信息，频谱利用率2b/sHz。
这是二进制基带系统所能达到的最高无失真传送速率。
二 奈奎斯特第一准则的推广
理想低通滤波器在实际中是不可能存在的 （1）频域上无法实现矩形幅度特性滤波器。
（2）即使能实现，也要求有一个非常精确的抽样点，如果稍微偏离，码间干扰将急剧增加。
三.残留对称准则升余弦滚将滤波器 残留对称准则：如果一个实际滤波器和理想低通滤波器相减后残留部分的单边响应对奈奎斯特频率fN呈现奇对称关系，则此滤波器一定满足奈奎斯特第一准则，这就称为残留对称准则。
9.3.2 奈奎斯特第二准则
又称转换点无失真或称为无抖动准则
发送信号从＋A到－A，或从－A到＋A的电平转换点。如果转换点有失真，可以在零电平判决，从而可以无畸变的恢复出数字码元脉冲。从电平转换点提取时钟，如果转换点没有失真，无疑将消除了时钟信息的原始抖动。第二准则给出了转换点无失真的条件。
结论： 满足奈氏第三准则的滤波器，是一个对于矩形脉冲的输出响应满足无码间串绕的滤波器。
9.4 部分响应基带传输系统
理想低通滤波器给出了无码间串扰传输的最小带宽板限，对二进制码能达到2比特/秒赫兹的频谱效率，但是矩形频率特性很难实现。 思考：
采用a因子升余弦滚降，要降低频谱利用效率，有没有可能达到二进制2b/sHz的效率，又可采用滚降特性呢？
解决方法：部分响应技术，这技术是（A.Lender）62年提出的－人为的控制码间串扰。
部分响应编码的任务是将输入端的信息序列,经过有记忆的编码运算，变换成送往基带传送传输的序列。
部分响应编码的种类
部分响应编码可以分成不同的种类，如表9－8所示，其中第0类部分响应即为理想低通滤波器。 部分响应编码多项式实际上是对不同时隙的码字电平进行相关运算——相关编码 表9－8 部分响应信号的种类 类别 R1 R2 R3 R4 R5 二进制输入时的CR电平数 0 1 2 I II III 1 1 2 1 2 1 1 -1 3 5 5
9.4.1 第一类部分响应编码 第一类结论
第一类响应能用滚降滤波器实现对二进制的最高传输速率。 第一类部分响应系统的传递函数满足奈奎斯特第二准则。
9.5 数字信号基带传输的差错率
比特差错率（误码率）是数字信号传输的一项重大指标，因为讨论各种传输方式时，都要分别计算各自比特差错率，下面在讨论时我们假定信道是加性高斯白噪声的线性信道，满足无码间串扰条件。 二元码的误比特率
可以看出r(t)服从高斯分布，其均值为信号幅度，而其方差为噪声功率.因此我们可以写成条件概率密度函数
结论：在相同误比特率情况下，单极性二元码所需的平均信号功率为双极性二元码的两倍（即功率增加了一倍）
9.5.2 多元码的 对于M元码来说，每个码元周期内所送的符号可以有M种幅度，对于M元码来说，可以有多种选取。 通常，在M元码基带信号中幅度电平的间隔是均匀的，为了免除直流功率的无谓损耗，M种幅度电平的均值为0。
在用多位二进制码组表示一个M进制信号时，可以用二种方式：即自然码和格雷码。
9.6 扰码和
在前面分析一个数字传输系统时，常常认为信元的二进制数序列就有1、0等概，前后独立的纯随机特性，这不仅有利余分析，使分析简化，而对于一些电路，如经定时、解调、均衡等都希望0、1等概，统计独立，以位同步为例子。
位同步的信息包含在0，1，变化的时候，如出现长连0（或长连1），就不利于位同步提取，为何使信息序列尽可能等概，这就是要求我们对信息序列进行“随机化”的理，这常称为“扰码”，“扰码”能使数字信息随机化，也就是具有透明性。（对大家都公平）
将二进制数字信息先作“随机化”处理，变为伪随机序列，也能限制连0（或连1）的长度。这种“随机化”称为“扰码”。在接受端消除“扰乱”的过程称为“解扰”。完成“扰码”和“解扰”的电路相应的称为扰码器和解扰器。扰码器实际上就是一个m序列伪随机的发生器。
9.6.1 m序列发生器
m序列是一种伪随机序列，它是最长线性反馈特征寄存的序列的简称，m序列是由常线性反馈的转移寄存而产生的序列，并且具有最长同期。
四级m序列发生器
首先设定各级寄存器的状态，在时钟触发下，每次移位后各级寄存器状态发生变化，我们观察任何一级寄存器的输出，我们会发现，在时钟的控制下，会产生一个序列。 四级m序列发生器（续）
这个序列是具有同期性质的——我们称为m序列。
在相同级数下，采用不同线性反馈的逻辑所得到的周期不同，m序列发生器是一种最长同期的。 4级移位寄存器共有16种状态，除了全0状态外，其余15种状态都可出现，全0状态是要被禁止的。
例如，对于4级 m序列的性质
（1）由n级移位寄存器产生的m序列周期为 。 （2）除全0状态外，其它状态都在m序列一个周期内出现，而且只出现一次，m序列中“1”和“0”概率大致相同，“1”的只比“0”的多一个。
（3）m序列的有相关函数。当二进制序列中“0”、“1” 分别表示为“-1”和“+1”时，其自相
关函数为
m序列的性质（续）
A为序列与其i次移位序列在一个周期内逐位 码元相同的数目 B为序列与其i次移位序列在一个周期内逐位码元不同的数目
9.6.2 扰码原理是m序列发生器为基础，它在输入端引入一个模2和。
9.7 所谓眼图就是将接收波形接受端抽样点处的信号，收滤波输出，未经再生的信号，用位定时作为处同步在示波器上重复扫描所显示的波形。干扰和失真所产生的畸变可以很清楚看出。 9.8 均衡
一个实际的基带传输系统不可能满足理想的波形传输无失真条件，因而串扰是不可避免的，必须对整个系统的传递函数进行校正—— 均衡。
对于信道特性，其传递函数可以是固定的，也可以是时变的，均衡器是固定的，也可能是随时间或特性的变化而自适应跟着变化。
分类 从均衡器来分：幅度均衡和相位均衡。从实现方式来分：频域均衡和时域均衡。 时域均衡器：直接对时域响应波形进行均衡。
频域均衡器：用均衡器频率特性去补偿基带系统频率特性。
当对信道特性不能精确掌握或信道特性发生变化时，尤其是高速数据传输，单靠频域均衡不能有效地补偿，要采用时域均衡。
9.8.1 时域均衡原理
时域均衡器实际上在系统中插入一个横向滤波器，它是由一条带抽头的延时线构成，抽头间隔等于码字周期，每个抽头信号经加权后送到一个相加电路后输出。
9.8.2 均衡算法及输出 考虑在抽样时刻t=kTs峰值畸变
这说明均衡器的输出波形在第k个抽样时刻得到的样值yk 将由2N＋1个值来确定，其中各个值是x(t)延迟后与相应的加权系数相乘的结果，对于有码间串扰的输入波形 x(t)可以用选择适当的加权系数的方法，使输出y(t)在一定程度上减小码间串扰。
两种准则的比较
理论分析表明：最小均方误差算法比最小峰值畸变算法的收敛性号，调整时间短。也可以有预置式的和自适应的。
第10章 数字信号的载波传输
调制作用：使数字基带信号能够在信道中传输，要求信道应具有低通形式的传输特性，然而实际信
道中，大多数信道具有带通传输特性，数字基带信号不能直接在这种带通传输特性的信道中传输，因此必须用数字基带信号对载波进行调制。
10.1 二进制数字调制
定义：调制信号为二进制数字信号时，这种调制称为二进制数字调制。
10.1.1 二进制幅度键控
幅度键控: 载波幅度是随着调制信号而变化。最简单的形式是载波在二进制调制信号1或0的控制下通或断——通断键控（OOK）。
说明：
已调信号的频谱是基带信号频谱向fc和-fc两边平移。频谱宽度是基带的二倍。 有两种方法：a)模拟法（b）数字法。
解调器如同模拟信号双边带时一样，也可以由包络检波和相干解调。
对于数字信号解调来说，必须采用抽样判决，这一部分也称为再生，这是数字通信必不可少的。它能消除噪声积累。
10.1.2 二进制频移键控
正弦载波的频率随二进制基带信号在f1和f2两个频率点间变化，则产生二进制移频键控信号（2FSK信号）。
二进制移频键控信号的产生，可以采用模拟调频电路来实现，也可以采用数字键控的方法来实现。 10.1.3 二进制相移键控 10.1.4
（2PSK或BPSK）在二进制数字调制中，当正弦载波的相位随二进制数字基带信号离散变化时，则产生二进制移相键控(2PSK)信号。
2PSK调制 2PSK的调制原理图如图 10 - 12 所示。 其中图(a)是采用模拟调制的方法产生2PSK信号，图(b)是采用数字键控的方法产生2PSK信号。
Costas环
表明：恢复载波可能存在二种相位。这种相位不确定性称为相位含糊（模糊度）。 由于存在载波相位含糊，可能会引起解码错误，这就需要采用差分编译码。
与2PSK的区别：
2PSK信号中，相位变化是以未调载波的相位作为参考基准，即利用绝对数值来传送的数字信息，因而又称绝对调相；而2DPSK是利用前后码字的相对相位变化传送数字信息。这种方法称为相对调
相。
Why要提出2DPSK?
由于相干载波恢复中载波相位的180°相位模糊，导致解调出的二进制基带信号出现反向现象，从而难以实际应用。 为了解决2PSK信号解调过程的反向工作问题， 提出了二进制差分相位键控(2DPSK)。
10.2 数字信号的最佳接收
条件: 高斯白噪声线性信道上匹配滤波器。 最佳准则：最大输出新噪比和最小差错概率。 －－－卷积公式
说明：匹配滤波器的输出信号波形与输入信号波形的自相关函数成正比。 二进制数字接收机
10.3 二进制数字调制的误比特率
说明：误比特率公式都是在最佳接收条件下得到的，此最佳接收机可用匹配滤波器实现,也可用相关器实现。
§l0.2中所述的相干解调方案与最佳接收机结构是一致的,因此常把相干解调与最佳接收混为一谈。确切地说,只有当相干解调中的滤波器严格按照匹配滤波器的要求来设计,才是真正的最佳接收。
10.3.2 二进制非相干解调时的误比特率 1. 误码率
针对二进制数字调制方式2ASK、2FSK、2PSK及2DPSK，及每种数字调制方式又有相干解调方式和非相干解调方式，下图和表列出了各种二进制数字调制系统的误码率Pe与输入信噪比的数学关系。
B4带宽 FCC用这种方法定义移动通信系统，带内功率的要求99％功率带宽。这个定义很严格，主要考虑旁瓣功率对相邻波道的影响。如果美国数字蜂窝系统信道，速率为48Kb/s，需要带宽为400KHz，很难用于实际情况，而QPSK可以在200KHz带宽内传送。
10.4 多进制数字调制
多进制数字调制:是利用多进制数字基带信号去调制载波的振幅、频率或相位。 多进制数字调制的特点：
相同的码元速率下，多进制系统的信息速率显然比二进制系统高。 相同的信息速率下，码元的持续时间长。码元的能量增加了，能减小由于信道特性引起的码间干扰。 多进制调制的代价是增加信号功率和实现上的复杂性。
10.4.1 多进制幅移键控（MASK）
特点：功率谱的状态和2ASK完全相同，它相当于M电平基带信号对载波进行双边带调幅，因此带
宽是M电平基带的2倍。
10.4.2 多进制相移键控（MPSK） MPSK信号的分析
因此任何一个MPSK信号可以看作是对两个正交载波进行多电平双边带调幅的叠加，因此它的频谱宽度和MASK相同，是基带的二倍。
只要码字速率一样，其功率谱的形状则完全相同。 相干解调的关键是需要恢复参考载波。
MPSK信号种不存在载波分量，是抑制载波调制，要从抑制载波的已调信号中提取载波需要对已调信号进行非线性处理，根据非线性处理方式的不同，可以分为不同的载波提取环路，如倍频环、二频环、四频环、逆调制环、克斯塔四环（分模拟和数字）。
补充 基带信号都是非归零，因此不存在时钟分量，要把它变成归零（解调的基带信号）
10.4.4 幅度与相位结合的多进制调制
提出思路：多进制调制系统的频带利用率的提高是通过牺牲功率利用率来换取的。因为随着进制数的增加，在信号空间中各信号点间的最小距离减小，相应的信号判决区域也随之减小。因此，当信号受到噪声和干扰的损害时，接收信号错误概率也将随之增大。振幅相位联合键控方式就是为克服上述问题而提出来的。
正交移幅调制
优点：相同频谱利用率时，其抗干扰性能好 缺点：实现的难度大
10.5 恒包络调制 提出原因：
前面讨论的调制方式，认为基带信号是矩形的。严格来说，这些矩形包络调制信号，频谱是无限宽的，有很强的旁瓣分量。
实际信道都是有限的，这种无限宽的信号经过有限宽的信道，旁瓣被滤除，将使调制信号包络呈很大起伏，将产生畸变。
如采用限带调制技术，显只有主瓣，但由于信道的非线性，原限带信号将会产生非线性畸变，将会使滤除的旁瓣又起来，产生频谱的扩展，对临道产生干扰。
对于一个非线性信道上的高效率调制技术必须满足以下几个要求： 1.具有稳定包络，幅度上不能带信息 2.具有较高的频谱效率。 3.具有较高的功率效率。
10.5.1 偏移四相相移键控OQPSK
思考：OQPSK虽然在QPSL基础上前进了一步，对抗非线性的影响有好处，但是由于这种调制方式虽
消除了180o相位突变，但还存在90o式和－ 90o相位突变。因此在相位突变点处仍存在着凹坑，其结果是这种调制方式旁瓣分量比较强，很难满足移动通信系统相邻信道总频谱泄漏<－60dB的要求。
解决方案：采用了OQPSK的改进型MSK方式，它是FSK的一个特例。
MSK 误码性能 相位编码发生在二个比特区间，因此在二比特区间进行检测，就获得了好的性能。 这种检测方式和QPSK的码性能相当。
MSK加了相位约束条件，这实际上是一种相位编码。
10.5.3 其它恒包络调制 一、 连续相位调制CPM
二、 非线性相位的CPM技术
三、 高斯预滤波最小频移键控GMSK 四、－DQPSK 调制技术
一、 连续相位调制CPM
CPM分类 全局响应和部分响应
全响应： g(t)只限在一个码字时间内，或者说，每个码字时间中已调波的相位变化量只取决于该码字本身，而和其它码字无关。
部分响应： g(t)不只限在一个码字时间内。
线性相位和非线性相位
线性相位： g(t)是一个矩形函数，则相位按线性规律变化，称为线性相位CPM，亦即每个码字中瞬时频率是常数。
非线性相位：g(t) 是一个任意函数，这时每个码字的瞬时频率不是常数，而相位不按线性规律变化，称为非线性CPM。
单调制指数和多调制指数
单调制指数：各个码字的调制指数相等。 多调制指数：各个码字的调制指数不全相等。 MSK：全响应、线性相位、单调制指数
二、非线性相位的CPM技术
线性相位的CPM， 虽保证了在码字过渡点相位是连续的，但却不能保证相位的导数（即频率）也是连续的，由于频率的不连续（突跳），使功率谱在带外衰减得还不够快。
1. 全响应非线性相位CPM
又称为成形的 MSK技术,它和 MSK 的不同之处.g(t) 波形不是矩形而是一个正弦（或余弦）波形，称为正弦（或余弦）频移键控（SFSK）
一个码字内相位变化也是π/2 ，但变化不是线性，从而使尖峰相位得到平滑。
2.部分响应非线性相CPM
全响应非线性CPM虽保证了码字过渡点相位导数的连续，但并未使旁瓣得到明显下降
主要原因：是全响应只发生在一个码字区间内，而要使频域上进一步压缩，必须让时域波形有适当拖尾，即不仅仅限在一个码字内，即采用部分响应。
这就是可控调频技术，即TFM ，是一种采用部分响应非线性相位CPM技术。
它取决于前后三个码字 根据前后三个码字取值不同，可以有五种相位变化，因此从相位办哈量来说，它是一种第二类部分响应编码，从行为的平均变化量来说，显然要比MSK(π/2 ) 要小得多，因此它的旁瓣可可以大大下降。
IJF－OQPSK
另一种部分响应技术就是书上称为无符号间干扰和无抖动的OQPSK ，即 IJF－OQPSK
这种方式是将输入的二进制信号序列先进行IJF编码，形成IJF基带信号，就是将单位宽度的码形成宽度为二倍间隔的升余弦脉冲，然后再进行OQPSK调制。
三.高斯预滤波最小频移键GMSK
要让旁瓣小，必须让相位的导数连续，而且是一阶、二阶都连续 什么函数可以满足？ 答案：高斯函数。
GMSK中，旁瓣电平通过一个高斯成形滤波器对输入信号进行滤波，高斯滤波器平滑了MSK的相位轨迹。预调制高斯滤波器将全响应的信号转化为部分响应信号，将一个T的符号信息变为跨越几个比特周期。
预调制高斯滤波器在发送信号中引入了码间串扰，如高斯滤波器的3dB带宽和体特宽度的乘积（BT）大于0.5，则GMSK性能引起的恶化不太严重。
GMSK 调制
调制可采用模拟和数字两种方式，一般采用高斯滤波器调频，也可采用标准的正交调制方式。
GMSK 解调
GMSK解调可以采用正交相干检测方式，也可采用标准的调频鉴频器方式.
四、－DQPSK 调制技术 提出原因：
恒包络GMSK调制能使旁瓣下竟很快快，因此满足邻近信道干扰的要求，但随着移动业务的增长，GMSK无法满足频谱利用率的要求，因此必须选择频谱利用率高的调制方式。
－DQPSK 不仅由良好的旁瓣，而且频谱利用率比GMSK高20％。美国IS－95标准采用这种调制方式。
与QPSK相比，它可采用非相干检测方式，尤其在系统衰落时性能恶化不大。
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